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GERÄTE

PA mit Fernsehröhren

KW-SSB-Linearverstärker

mit PL519 – ja oder nein?

Hubertus Kellner, DJ8ZC

400 W Eingangsleistung und wegen

der schlechten Leistungsbilanz sehr in

Frage gestellt. In der Betriebsart ESB-

Telefonie ereicht man jedoch eine güns-

tigere.

Das liegt an der Vergleichbarkeit der

Röhrenfunktion im Impulsbetrieb der

Zeilenendstufe eines Fernsehers und

der Verwendung der PL519 im Linear-

verstärker mit dem Modulationsinhalt

Sprache, deren Sprachfrequenz-Spek-

trum im Verhältnis vom Spitzen- zum

Mittelwert ca. 14 dB beträgt.

Dazu kommt noch der intermittieren-

de (abgesetzte) Funksprechbetrieb, so-

dass man von einem impulsähnlichen

Betrieb sprechen kann; natürlich den

Modulationsinhalt weder komprimiert

noch geklippt, was die Anhebung des

mittleren Modulationsgrades bedeutet

und zur thermischen Überlastung der

Röhre führen würde. Die gleiche Situa-

tion bei Telegrafie mit hohem „duty

cycle“.

Die PL519 wurde entwickelt für die Be-

wältigung eines großen Ablenkstromes

in der Zeilenendstufe unter Impulsbe-

dingung (Zeilenhinlauf bei hohem

Anodenstrom und Sperrung der Röhre

bei Zeilenrücklauf – Dunkelsteuerung).

Voraussetzung für einen großen Ab-

lenkstrom ist eine hohe (!) Steilheit der

Röhre in Verbindung mit einer Ergiebig-

keit der Katodenemission, die im Fall

der PL519 einen Katoden-Spitzenstrom

= 500 mA zulässt und einen daraus re-

sultierenden hohen Anodenstrom I

Beschreibung eines von DJ8ZC selbst gebauten KW-SSB-Sende-

verstärkers für die Amateurfunkbänder 3, 5, 7, 14, 21 MHz mit

fünf Farbfernseh-Zeilenendröhren PL519.

Erste Betrachtungen

Wegen der großen Impulsbelastbarkeit

der PL519 ist trotz niedriger Anoden-

verlustleistung (30 W) im Verbund mit

fünf PL519, eine Senderausgangsleis-

tung erreichbar, die vergleichbar ist mit

der der o.g. Spezialröhren.

Nach allgemeiner Einschätzung scheint

jedoch die Verwendbarkeit von Zeilen-

endröhren in Linearverstärkern nicht

der Vorstellung eines robusten und li-

nearen Betriebs zu entsprechen.

Die Gründe dafür liegen wohl u.a. in

der Tatsache, dass einige Parameter für

die PL519, die nicht für nachrichten-

technische Anwendungen entwickelt

wurden, fehlen, so wie diese von den

Senderöhren-Herstellern genau defi-

niert, für typische Betriebsbedingungen

in den Applikationen angeführt wer-

den. Dieser Umstand führt zu einer ge-

wissen Unsicherheit.

Da die Abstimmung der PA meistens in

Oberstrich-Leistung vorgenommen

wird, besteht bei zu langer Dauer- und

Fehlabstimmung die Gefahr, dass nicht

nur die Anodenverlustleistung über-

schritten wird, sondern die Gitter be-

sonders belastet werden.

Natürlich sind Betriebsarten, wie RTTY,

SSTV etc. nur durch eine drastische Re-

duzierung der Eingangsleistung mög-

lich, begrenzt durch die maximale

Anodenverlustleistung (P A ) der PL519

mit 30 W. Ein Toleranzgrenzwert von

40 W ist im Datenblatt ausgewiesen.

Die Umsetzung der Reduktion in Zah-

len: Etwa dem Doppelten der Verlust-

leistung 30 W = 60 W, oder unter

Berücksichtigung des Toleranzgrenz-

wertes 40 W = 80 W im Maximum.

Mit fünf PL519, wie im Verstärker ver-

wendet, wären es dann nur 300 bis

m „Nachröhrenzeitalter“ der

Elektronik ist der Senderbau im

höheren Leistungsbereich mit

Elektronenröhren noch immer aktuell.

Halbleiter-Technik im KW-Bereich ist in

der Umsetzung, was den Selbstbau be-

trifft, mit erheblichen Risiken verbun-

den, wegen aufwändiger Messtechnik

und nötiger Erfahrung [1]. Auch die

Preisfrage der aktiven Bauelemente ist

nicht ohne Bedeutung. Gehimmelte

Leistungs-MOSFET sind besonders teu-

er. Zeilenendröhren sind im Preisver-

gleich eine Alternative zu teuren Sen-

deröhren (T510-1 oder 3-500Z).

Zur Person

Hubertus Kellner,

DJ8ZC,

Lizenz seit 1963

Adresse:

Herzogsstieg 1

38685 Langelsheim

OT Wolfshagen

A bei

niedriger Anodenspannung U A .

Mit dieser Röhren-Eigenschaft und dem

hohen Spitze-zu-Mittelleistungsverhält-

nis der Sprachmodulation ist es mög-

lich, das ca. 8 bis 10-fache der Anoden-

verlustleistung P A = 30 W als Eingangs-

spitzenleistung = 250 bis 300 W pro

Röhre zu erreichen. Natürlich unter

der Voraussetzung, dass die Anoden-

verlustleistung nicht überschritten

wird.

Nach dieser grundsätzlichen Einleitung

zur Verwendung der PL519 in einem

Sendeverstärker, was die Leistungs-

Nötige Messtechnik

Messausrüstung

HEATH-Röhrenvoltmeter IM-11E

HF-Hochspannungs-Tastkopf

Dummy-HF-Load HN-31

HF-Dual-Wattmeter HM-2140

Yaesu-Monitor Scope YO-100

Geräte zur vergleichenden Messung

Grundig-Röhrenvoltmeter RV3

HEATH-Sinusgenerator IG-72E

Magnum Electronik-Wattmeter MT3000

Rohde & Schwarz-RC-Generator SRM-

BN4085

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CQ DL 4-2009

GERÄTE

Bild 1: Schaltung der PA

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GERÄTE

T4 (Manuskriptnummer)

fähigkeit betrifft, jetzt die Schaltungsbe-

schreibung.

100 bis 150 W wird von den heutigen

Transceivern bereitgestellt, sodass eine

regulative Anpassung nicht nötig ist.

Die Gegenkopplung, wie sie bereits von

Ing. Döll, DJ6BV, in einem Linearver-

stärker angewandt wurde [2], hat die

Aufgabe einer Übersteuerung entgegen

zu wirken. Außerdem wird in der Über-

tragungsfunktion der Gegenkopplung

der Eingangswiderstand der Gitter-Ba-

sis-Schaltung erhöht, der durch die fünf

parallel geschalteten PL519 sehr nied-

rig liegt und die Impedanz-Anpassung

zwischen Steuersender und Verstärker

erschwert.

Der Eingangswiderstand ergibt sich aus

folgender Beziehung:

Steilheit = Anodenstromänderung/

Gitterspannungsänderung,

S = # I A / #Ug (I A = mA/V, U g [V],

und dem Kehrwert der Steilheit ca 15

mA/V:

Z = 1/s = 1/15 mA

= 0,067 K ~70 $ /Röhre

Z gesamt = 0,014 K = 14 $

Durch Gegenkopplung Z ca. 25 $ .

Der Grad der Gegenkopplung ist ab-

hängig von der Steuerleistung und mit

Wirkung auf die Gesamtverstärkung.

Die Gitterwiderstände R16–25 mit je

270 $ an den Elektroden 1 + 8 der

Röhren, sind für die Steuerleistung von

125 bis 150 W Einton des Steuersen-

ders gewählt, um den Verstärker voll

auszusteuern. Mit Keramik-Kondensa-

toren C49–53 von 6,8 nF sind die Git-

ter abgeblockt.

Schirm- und Bremsgitter aller Röhren

liegen auf Masse. Um parasitären UKW-

Schwingungen entgegen zu wirken, be-

findet sich an der Anode jeder Röhre ei-

ne Drossel Dr5–9, bestehend aus den

Schichtwiderständen R28–32, 47 $ /1

W, bewickelt mit fünf Windungen

CuAg-Draht 1 mm Durchmesser.

Die Kondensatoren C39, C40 je 1,5

nF/8 kV sind parallel geschaltet, um ei-

ne verlustlose Übertragung der HF auf

den Resonanzkreis zu erreichen. Sie

trennen den HF-Kreis von der Gleich-

spannung 665 V an den Anoden.

Die Abstimmkondensatoren C54, C55

im & -Filter haben kleine Plattenabstän-

de; der Antennendrehko sowieso. Wie

aus Bild 2 zu ersehen ist, wurde in Er-

mangelung eines in den Abmessungen

kleineren Antennendrehkos ein 4-Seg-

ment-C aus kommerziellem Gerät ver-

wendet, deren Gesamtkapazität durch

Parallelschalten der Statorsegmente =

1000 pF beträgt. Die Platzverhältnisse

auf dem Chassis haben es erlaubt.

L3 (Bild 2) besteht aus einer Spule (3,5

mm, CuAg-Draht) mit vergrößertem

Windungsabstand der ersten drei Win-

dungen am anodenseitigen Anfang.

Der Bandschalter hat zwei Ebenen mit

je 1–5 Schaltpositionen in der Darstel-

lung des Schaltplanes der Übersicht-

lichkeit wegen. Der im Gerät verwen-

dete ist ein 2-Ebenen-Schalter mit 2 ×

1–5 Schaltpositionen je Ebene (gesamt

= 4X1–5). 2X1–5 parallel geschaltet für

die Spulenabgriffe, 1X1–5 für die Zu-

schaltung von C41 parallel zum

Anodendrehko in der Schaltstellung

80 m. 1X5 ohne Belegung. Die Parallel-

schaltung der 2X1–5 Schaltstellungen

wurde wegen der höheren Belastbar-

keit der punktförmigen Kontakte ge-

wählt (Bild 3) .

Da der Arbeitswiderstand des & -Filters

bei niedriger Anodenspannung zu hohen

Kreisströmen führt, sind kurze Verbin-

dungen zwischen Spule und Bandschal-

ter aus Kupferflach-Leitung nötig (Bild 3).

Ein niedriger Außenwiderstand führt

auch zu höheren Kapazitätswerten im Re-

sonanzkreis.

Das Kapazitätsverhältnis vom Antennen-

drehko zum Anodendrehko bedingt,

dass die Antennen-Transformation einen

größeren Frequenzeinfluss auf das

Anoden-C ausübt, was den Abstimmvor-

gang verlängert.

Bei der Planung und Umsetzung wurde

davon ausgegangen, auch das 10-m-

Band zu bedienen. Es hat sich aber he-

rausgestellt, dass ein großer Teil der Re-

sonanzkapazität durch die Röhrenkapa-

zität gebildet wird. Dazu kam noch,

dass die Anfangskapazität C des Ano-

dendrehkos zu hoch war. Trotz kürzes-

ter Leitungsführung führten diese Ge-

gebenheiten zum Verzicht auf das l0-m-

Band.

Die Messwerke Ml und M2 ermögli-

chen ohne Umschaltung zeitgleich den

Anodenstrom und die relative Aus-

gangsleistung während des Abstim-

mens zu beobachten.

Mit dem Messwerk M2 werden folgen-

de Werte gemessen:

Schaltstellungl=Gitterstrom

Schaltstellung2=Katodenstrom

Schaltstellung3=relativer Output

Schaltstellung4=SWR (Stehwellenver-

hältnis)

Schaltstellung 5 = HV (Hochspannung)

Eine Stehwellen-Messbrücke (nicht fre-

quenzkorrigiert) zur Messung der An-

tennen-Anpassung (Vor- und Rück-

wärtsverhältnis der HF) und des relati-

ven Outputs wird durch Umschaltung

Zur Schaltung

Sehen wir uns Bild 1 an. Fünf PL519

arbeiten in einer gegengekoppelten Git-

terbasis-Schaltung in AB2-Betrieb.

Sie wurde aus zwei bekannten Grün-

den gewählt:

1. Die bei der Katoden-Basis-Schaltung

notwendige Neutralisation (Selbsterre-

gung nach Huth-Kühn) ist nicht not-

wendig. Bei einer Anoden-Gitterkapa-

zität von 2,5 pF und Steilheit der

PL519 von ca. 15 mA/V, nicht ganz

einfach zu handhaben.

Bild 2: Blick in die aufgebaute Schaltung der PA

Bild 3: Die Parallelschaltung der 2X1–5-Schaltstellungen wurden

wegen der höheren Belastbarkeit gewählt

2. Da zum Ansteuern des Gitters bei

der Katoden-Basis-Schaltung nur eine

geringe Steuerleistung notwendig ist,

die aber in der Regel vom Steuersender

viel zu hoch ist, muss am niederohmi-

gen Gitterwiderstand der größte Teil in

Wärme umgesetzt werden, wenn die

Steuerleistung nicht anders herabgere-

gelt werden kann.

Anders bei der Gitter-Basis-Schaltung,

die ca. 10 bis 20 % der Eingangs- als

Steuerleistung benötigt, die aber in den

Anodenkreis durchgereicht wird und

sich zur Ausgangsleistung zum Teil ad-

diert. Diese Steuerleistung zwischen

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CQ DL 4-2009

GERÄTE

des Antennenrelais RL2 in den HF-

Kreis eingeschleift. Sie ist auch bei ab-

geschaltetem Verstärker in Verbindung

mit dem Transceiver in Funktion.

Mit P3 (Poti 50 k $ /lin.) wird bei der

Messung SWR auf Messwerk-Maxi-

mum eingestellt (Vorlauf, Schaltst.

3/S4) und nach Umschaltung auf

Schaltstellung 4 der Rücklauf gemes-

sen. Mit P2 (Trimm-Poti 22 k $ /lin.)

wird in Schaltstellung 5 die Kalibrie-

rung der HV-Anzeige vorgenommen.

Mit R11 = 6,8 M $ (nur 1 Widerstand)

ist die Überschlagsfestigkeit bei nur

665 V gegeben.

Das Steuersignal gelangt von der Ein-

gangsbuchse IN über einen Kontaktsatz

RL2 durch das Tiefpassfilter C34, L4,

C33 (Grenzfrequenz = 35 MHz zur

Unterdrückung von Oberwellen) über

den Koppelkondensator C32 = 4,7 nF/

1 kV an die Katoden der PL519. Mit ei-

ner Ringleitung aus 6 mm Kupfer-Flach-

band sind die Katoden verbunden. Sie

sind über die Drossel Dr4 hochgelegt,

um ein Abfließen der eingespeisten HF

zu verhindern.

R15 in Serie mit der Drossel Dr4 an

Masse ermöglicht die Messung des Ka-

todenstroms mit M2 = 100 µA parallel

zu R15. C31 = 10 nF liegt zwischen

Dr4 und R15 und schließt restliche HF

kurz.

Die ohmsche Größe Rl5 ist abhängig

vom Innenwiderstand M2 und lag bei

ca. 0,5 $ und ist aus Widerstandsdraht

angefertigt. Die Kalibrierung M2 erfolgt

durch Vergleichsmessung mittels eines

genauen Messinstruments.

Die gleiche Methode und Einstellung

gilt für die Gitterstrommessung an R14.

Das Netzteil wird gespeist aus einem

Regeltrenntrafo TR1.

Alle Spannungswerte wie HV, Nieder-

spannung, Röhrenheizung etc. resultie-

ren aus der am TR1 eingestellten Wech-

selspannung 235 V. Sie liegt im Mittel-

bereich der durch den Gesetzgeber

nach unten und oben zugelassenen To-

leranzen.

Mit dem Schütz RL1 230 V/10 A und

den Hochlastwiderständen R2, R3 ist

eine Verzögerung vorgesehen, die für

eine kurze Zeit (1,5–2 s) den Einschalt-

stromstoß auffängt. Dieser wird hervor-

gerufen durch den niedrigen dynami-

schen Innenwiderstand der Gleichrich-

ter-Siliziumdioden BY100 D1–10 und

den hohen Kapazitätswerten der Elek-

trolyt-Kondensatoren Cl7–28. Sie sind

notwendig, um dem Netzteil die nötige

Steifigkeit zu geben.

In dem Maße, wie sich die Spannung an

den Elektrolyt-C aufbaut (Funktion der

Expotentialkurve) erhält RLl die volle Be-

triebsspannung und schaltet R2, R3 kurz

und damit die volle Spannung an das

Hochspannungsteil, welches in einer un-

symmetrischen Spannungsverdoppler-

Schaltung aufgebaut ist.

Die entnehmbare Gleichspannung am

Ausgang dieser Verdoppler-Schaltung

bei 235 V~ beträgt:

2 × 1,414 × 235 V = 665 V Leerlauf.

Die den Siliziumdioden vorgeschalte-

ten Widerstände R4–8 dienen dem

Schutz der Dioden im Einschaltmo-

ment. Der Spannungsabfall im Betrieb

an ihnen ist nur gering im Hinblick auf

die Höhe der Hochspannung.

Parallel zu jeder Diode liegt ein Kon-

densator C7–16 zum Schutz vor un-

symmetrischen Spannungsspitzen aus

dem Netz.

Die Hochspannung wird zeitverzögert

(ca. 30 s einstellbar) nach dem Ein-

schalten des Gerätes durch das Zeit-

Modul MOl und MO2 über das An-

odenstrom-Messwerk Ml (3A) an die

Anoden der PL519 geschaltet; zeitver-

zögert, um zu verhindern, dass bei

noch nicht ausreichend aufgeheizten

Katoden die Anodenspannung anliegt

(längere Lebensdauer der Röhren durch

Aufrechterhaltung der Katodenemissi-

on).

Die PL519 wird mit 40 V Wechselspan-

nung 0,3 A geheizt. Fünf Röhren in Se-

rie = Summenspannung 200 V bei 0,3

A Stromfluss. Somit sind 35 V (bei 235

V Netzspannung) überschüssig. Um ei-

ne Wärmeentwicklung durch einen

ohmschen Widerstand zu vermeiden,

wurde ein MP-Kondensator (C48 mit

seinem Wechselstromwiderstand ver-

wendet ( Bild 4 , links unten).

Tabelle

Band I A –I AO U A/La P in P out % %

3,7 1,8 1,65 580 960 675 70 %

7,1 1,9 1,75 575 1000 700 70 %

14,25 1,6 1,45 585 850 650 76 %

21,25 1,5 1,35 590 800 600 75 %

Messprotokoll: Eingangs- und Ausgangsleistung, Wirkungsgrad

Trotz indirekter Heizung der Katoden

müssen die Heizfäden wegen der HF-

Einspeisung in die Katoden auf dieses

Potenzial gebracht werden, um Über-

schläge zu vermeiden. Dieses geschieht

mit der Bifilar-Drossel Dr1 (Bild 4, am

Röhrensubchassis montiert, rechts)

Wie bereits gesagt, arbeitet der Verstär-

ker im AB2-Betrieb. „AB2“ wird ge-

wählt, um einen höheren Wirkungs-

grad zu erzielen. Dabei wird bis in den

Bereich positiver Gitterspannung aus-

gesteuert, sodass in den Spitzen Gitter-

strom bei noch akzeptabler Linearität

auftritt.

Der Arbeitspunkt wird mit der negati-

ven Gittervorspannung U g1 so einge-

stellt, dass er in den unteren Bereich

der Anodenstrom-Gitterspannungs-

Kennlinie gelegt wird. Damit man ei-

nen guten Wirkungsgrad erreicht,

muss, unter Berücksichtigung der Li-

nearität, der Anodenruhestrom I AO so

klein wie möglich bleiben.

Die Berechnungsgrundlage für die Ar-

beitspunkt-Einstellung ist ein I AO , der in

der Leistungsaufnahme bis zu 50 % der

zulässigen Anodenverlustleistung P

ausmacht: I AO × U A = 50 % P A .

Anodenverlustleistung P A = 40 W (To-

leranzgrenzwert Röhren-Datenblatt)

Anodenspannung U A = 665 V

Anodenruhestrom I AO = P A /2 U A

= 40 VA/2 (665 V) = 0,03 A = 30 mA

I AOgesamt = 5 × 30mA = 150 mA

Bild 4:

Bifilar-Drossel Dr1

(am Röhrensub-

chassis montiert,

rechts)

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CQ DL 4-2009

GERÄTE

T4 (Manuskriptnummer)

stehende Betriebswärme. Trotz Dreh-

zahldrosselung (festeingest.) des Com-

puterlüfters kann die Betriebswärme

gut abgeführt werden.

Auf eine HF-Drossel am Ausgang des & -

Filters wurde verzichtet, die in Hoch-

voltverstärkern bei Spannungsdurch-

bruch des Koppelkondensators (Anode-

& -Filter) durch Kurzschluss verhindert,

dass die Hochspannung auf die Anten-

ne gelangt. Denn die Spannungsfestig-

keit von C39, C40 = 8 kV bei 665 V

Anodenspannung senkt die Wahr-

scheinlichkeit eines Durchbruchs auf

ein Minimum.

Messung der Eingangs-

und Ausgangsleistung

Die Leistungsmessung an ESB-Linear-

verstärkern Input/Output bezieht sich

auf den Begriff PEP (peak envelope

power) = Spitzenhüllkurven-Leistung.

INPUT/OUTPUT sind über den Wir-

kungsgrad verknüpft:

% = PEP Output/PEP Input

Es werden die Messergebnisse des

80-m-Bandes bei 3,7 MHz kommen-

tiert; stellvertretend für die Ergebnisse

im Messprotokoll der übrigen Bänder.

Die Eingangsleistung errechnet sich

wie bekannt aus dem Produkt Anoden-

spannung (U A ) und Anodenstrom (I A ).

Wird beim Besprechen des Mikrofons

das Anodenstrom-Instrument beobach-

tet, dann pendelt der Zeiger, wie im

konkreten Fall des Verstärkers, zwi-

schen dem Ruhestrom I AO = 150 mA

und einem Maximalwert bis 800 mA

(Sprachaussteuerung). Der Spitzenan-

Bild 4:

Das theoretische

Frequenzbild

Bei der Gesamteinstellung des Ruhe-

stroms besteht immer das Problem,

nicht kennliniengleiche Einstellungen

durch die Gittervorspannung U g1 an je-

der Röhre zu erreichen. Nach Messung

des I AO getrennt an jeder Röhre durch

den Spannungsabfall an einem 10-$ -

Widerstand an der Katode, lag die Ex-

emplarstreuung sehr dicht, sodass sich

eine getrennte Einstellung als nicht

nötig erwies.

Das Netzwerk für die negative Gitter-

vorspannung besteht aus dem Trafo

TR3, 230 V, sek. 6 V, 0,8 A, dem

Brückengleichrichter B40C2200, dem

Elko C30 und Drahtwiderstand P1, 47

$ /7 W mit Abgreifschelle.

Nach Gleichrichtung und Pufferung

durch C30 steht an der Abgreifschelle

von Pl eine negative Spannung zwi-

schen 10 bis 11 V, welche die Röhren

in Bereitschaft (STBY) sperrt; in dieser

Zeit liegt der Spannungsteiler Pl mit der

Sperrspannung hoch.

Bei geschlossenem Kontakt des STBY-

OPERATE-Schalters S3 und der Verbin-

dung der PTT-Buchse mit dem PTT-Re-

lais des Transceivers, wird bei Sendebe-

trieb der Spannungsteiler an Masse ge-

legt, sodass an seiner Abgreifschelle

nach Einstellung des Anodenruhestro-

mes von 150 mA eine negative Vor-

spannung von 1,8 bis 2 V steht.

Das Netzwerk wurde so ausgelegt

(0,8 A), dass bei einsetzendem Gitter-

strom die negative Gitterspannung sta-

bil bleibt, damit keine Arbeitspunkt-

Veränderung eintritt.

Zeitgleich erhält das Antennenrelais

RL2, welches mit der Erregerspule am

Fußpunkt des Spannungsteilers Pl liegt,

seine Betriebsspannung zwischen 6 bis

7 V und schaltet das HF-Steuersignal

mit dem einen Kontakt auf die Katoden

und mit dem anderen den & -Filter-Aus-

gang über die Stehwellen-Messbrücke

HM an die Antenne. HM ist ein Nach-

bau aus der HEATH-Stehwellenmess-

brücke HM11.

Parallel zur Erregerspule RL2 liegt die

Diode D14 in Sperrrichtung zur Span-

nungsbegrenzung der Induktionsspan-

nung (Schutz der Relaiskontakte im

Steuergerät).

Trafo TR2 230 V, 12 V sek./0,3 A lie-

fert die Spannung für die Messwerk-Be-

leuchtung M2, Glühbirne 18 V/0,1 A

(geringere Erwärmung am Messwerk)

und nach Gleichrichtung die 12 V für

den Lüfter zum Abführen der allein

durch die Röhrenheizung (60 W) ent-

Literatur und Bezugsquellen

[1] M. Laas, DJ3VY: „MOSFET-PA für

Kurzwelle“, CQ DL 2/00, S. 100ff.,

3/00, S. 184ff.

[2] Ing. K. Döll, DJ6BV:

„Gegengekoppelter Linearverstärker“,

Funkschau, 6/72, S. 519ff.

[3] Dipl.-Ing. H. Pitsch:

„Hilfsbuch für die Funktechnik“

[4] Sendeleistungen nach den neuen

Bestimmungen, Eibers, DJ3XV,

CQDL 1/81, S. 6

[5] Verzerrungsarmer Modulations-

verstärker, Ing. K. Döll, DJ6BV,

DL-QTC 8/69, S. 463.

[6] Geräte der F-Line, Anonymus,

ohne Mitwirkung d. Tech. Referats,

DL-QTC 1/68, S.11

[7] J. Hisch, DJ7AW: „Leistung ist

nicht gleich Leistung“, CQ DL, 10/04,

S. 12ff.

[8] William I. Orr, W6SAI:

„Intermittierender Betrieb von

Leistungsröhren“, Palo Alto/Califor-

nien, QRV 1/72, S. 5ff.

Bild 6: Der oszillografierte Abstimmton,

mit dem der Verstärker abgestimmt wur-

Bild 7: Die Hüllkurven-Darstellung eines

Zweitonsignals mit den Frequenzen

1,5 und 1,9 kHz

248

CQ DL 4-2009

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