Szymon Schmidt, Adam Kempski - Analiza pracy falowników napięcia z twardą i miękką komutacją w kontekście kompatybilności elektromagnetycznej.pdf - Kompatybilność elektromagnetyczna - Sassemi

Szymon SCHMIDT, Adam KEMPSKI

Uniwersytet Zielonogórski, Instytut Inżynierii Elektrycznej

Analiza pracy falowników napięcia z twardą i miękką komutacją

w kontekście kompatybilności elektromagnetycznej (EMC)

Streszczenie. Artykuł ten zawiera analizę pracy falownika napięcia z twardą komutacją oraz falownika rezonansowego o podstawowej topologii, na

podstawie symulacji komputerowych w programie PSpice. Główny nacisk został położony na zbadanie wpływu procesów łączeniowych na

generowanie prądów zaburzeń przewodzonych.

Abstract. This paper contains a consideration of operation of hard-switching inverter and resonant inverters based on computer simulations in

PSpice program. There is an examination of an influence of transistors switchings on generation of electromagnetic interferences.

(Analysis of Inverters operation with hard and soft switching in context of electromagnetic compatibility (EMC))

Słowa kluczowe: twarda komutacja, miękka komutacja, zaburzenia przewodzone, kompatybilność elektromagnetyczna

Keywords: hard-switching, soft-switching, conducted EMI, electromagnetic compatibility

Wstęp

W ostatnich latach można odnotować znaczący wzrost

liczby zastosowań układów przekształtnikowych w

napędach o regulowanej prędkości. Związane jest to z

wprowadzaniem na rynek nowych, bardzo wydajnych i

szybkich tranzystorów mocy IGBT (Insulated Gate Bipolar

Transistor). W typowych zastosowaniach, tranzystory IGBT

pracują przy napięciach 600 – 1700V i prądach sięgających

1000 A, zmieniając swój stan w czasie około 200 – 500ns.

Zastosowanie takich elementów półprzewodnikowych w

falownikach sterowanych metodą szerokości impulsu (PWM

- Pulse Width Modulation) pozwala zdecydowanie

zwiększyć jakość przekształcania napięcia stałego na

wielofazowe napięcie przemienne, wykorzystywane do

zasilania układów napędowych o regulowanej prędkości

(ASD – Adjustable Speed Drive). W większości przypadków

w napędach elektrycznych wykorzystuje się falowniki

napięcia z twardą komutacją, ponieważ oferują one prostotę

zarówno budowy jak i sterowania.

Głównym problemem występującym w falownikach z

twardą komutacją są duże straty łączeniowe. Dążenie do

ograniczenia strat łączeniowych i zapewnienia możliwie

krótkich czasów martwych spowodowało konieczność

znacznego skrócenia czasu narostu i opadania napięcia

(du/dt). To, z kolei, może być przyczyną pojawienia się w

systemie prądów zaburzeń elektromagnetycznych wysokiej

częstotliwości, głównie wskutek pasożytniczych sprzężeń w

samym przekształtniku oraz w układzie obciążenia.

Prądy zaburzeń elektromagnetycznych mogą zakłócać

działanie urządzeń wrażliwych, znajdujących się w

sąsiedztwie układu przekształtnikowego oraz działanie

układów sterowania samego przekształtnika. Stwierdzono

również, że w układach napędowych, z zasilaniem

falownikowym, wystąpiły nieoczekiwanie dodatkowe,

niekorzystne efekty.

Gdy zostaną zastosowane odpowiednio długie kable

zasilające, w silniku mogą powstać przepięcia, na skutek

wielokrotnych odbić fal wędrownych. Przepięcia te, o

wartości szczytowej sięgającej dwukrotnej wartości napięcia

zasilania falownika, mogą doprowadzić do przebicia izolacji

uzwojeń silnika.

Chwilowa niesymetria wyjściowych napięć fazowych

powoduje, że w punkcie neutralnym systemu powstaje

różne od zera napięcie, zwane napięciem zaburzeń

wspólnych:

Napięcie to, poprzez układy pojemności pasożytniczych,

może spowodować ładowanie wału silnika indukcyjnego, co

z kolei, może prowadzić do powstania wyładowczych

prądów w łożyskach silnika.

Ponadto, mimo to, że prądy zaburzeń mają wysoką

częstotliwość, ich duża amplituda może powodować błędne

działanie zabezpieczeń upływnościowych w systemie.

Zasadniczym celem wprowadzenia układów „miękkiej”

komutacji było ograniczenie strat łączeniowych, poprzez

realizację procesów łączeniowych, bądź w warunkach

zerowego napięcia na łączniku, bądź zerowego prądu,

płynącego przez łącznik. Jednocześnie, procesy

komutacyjne, prowadzone w warunkach zerowego

napięcia, w naturalny sposób mogą ograniczyć problemy

związane z kompatybilnością elektromagnetyczną układu.

Artykuł ten zawiera analizę pracy falownika z twardą

komutacją oraz topologii falowników z rezonansowym

obwodem pośredniczącym, głównie w kontekście wpływu

procesów łączeniowych na generowanie zaburzeń

przewodzonych. Analizy wykonano na podstawie symulacji

komputerowych w programie PSpice.

Falownik o komutacji twardej

Na rysunku 1 przedstawiono podstawowy schemat

falownika o komutacji twardej.

Rys.1. Schemat falownika o komutacji twardej

Podczas przełączania łączników, elementy te są

narażone na całkowite napięcie zasilania. Jest to powodem

znacznych strat łączeniowych. Ponieważ przy sterowaniu

silnikami dużych mocy niepożądane są oscylacje momentu,

wymagana jest duża częstotliwość przełączania. Pomimo

bardzo krótkich czasów łączeniowych tranzystorów IGBT, w

takich przypadkach straty na tych elementach są znaczne i

mogą doprowadzić do zniszczenia układu przekształtnika.

Ponadto, strome zbocza napięcia na łączniku

półprzewodnikowym powodują powstawanie prądów

zaburzeń, wskutek istnienia pojemności pasożytniczych w

układzie obciążenia.

Na rysunku 2 przedstawiono model symulacyjny układu

przekształtnika z twardą komutacją z obciążeniem RL.

(

)

(

)

(

)

(

)

gdzie u A (t), u B (t), u C (t) – napięcia fazowe

Rys.2. Model symulacyjny układu przekształtnika z twardą komutacją zasilającego obciążenie RL

Sprzężenia pojemnościowe w układzie obciążenia

reprezentuje układ pojemności doziemnych C 1 , C 2 , C 3 .

Reprezentacją przewodu uziemienia PE jest indukcyjność

L 7 i rezystancja R 7 . Modele elementów aktywnych

(tranzystory IGBT, diody mocy) przyjęto z bibliotek modeli

rzeczywistych przyrządów półprzewodnikowych.

Przebieg prądu i napięcia podczas przełączania

twardego, moc tracona na łączniku, oraz prąd zaburzeń w

przewodzie PE przedstawiono na rysunku 3.

2ms/dz

4 00V/d z

2ms/dz

4 00V/dz

2ms/dz

4 0 0V / dz

U CE

1us/dz

25A/dz

250V/dz

2 m s / dz

4 0 0V / dz

I c

Rys.4. Generacja napięcia zaburzeń wspólnych w układzie z

twardą komutacją, gdzie: a,b,c – napięcia fazowe na wyjściu

falownika, d – napięcie zaburzeń wspólnych

Ti m e

1us/dz

5kW/dz

P Ł

Prądy zaburzeń wspólnych powstają przy każdej skokowej

zmianie wartości napięcia zaburzeń wspólnych, jak

pokazano na rysunku 5.

I P E

1us/dz

1 0 A/ d z

Rys.3. Przebieg prądu i napięcia podczas przełączania, moc

tracona na łączniku, oraz prąd zaburzeń w przewodzie PE

Tim e

0,2ms/dz

4 0 0 V /dz

Ponieważ w trakcie przełączenia napięcie U CE narasta w

warunkach, w których prąd ma niezerową wartość, w

przebiegu traconej na łączniku mocy występuje wyraźny

pik. Pomimo braku bezpośredniego połączenia przewodów

zasilających obciążenie z przewodem ochronnym, pojawia

się w nim prąd zaburzeń o dużej amplitudzie, płynący

poprzez doziemne pojemności pasożytnicze.

Przepływ prądu zaburzeń w przewodzie PE można

rozpatrywać jako wynik działania tzw. napięcia zaburzeń

wspólnych. Nazwa ta wynika stąd, że prądy generowane w

ten sposób płyną w jednym kierunku i nie sumują się do

zera w punkcie neutralnym obciążenia. Źródłem napięcia

zaburzeń wspólnych jest chwilowa niesymetria napięć na

wyjściu falownika trójfazowego. Rysunek 4 pokazuje

przebiegi czasowe napięć fazowych na wyjściu falownika i

wynikający z nich przebieg napięcia zaburzeń wspólnych.

Napięcie to ma kształt funkcji schodkowej, o amplitudzie

równej połowie napięcia obwodu pośredniczącego.

0,2ms/dz

10 A /dz

Tim e

Rys.5. Przebieg czasowy napięcia zaburzeń wspólnych ( a ) i prądu

w przewodzie PE ( b )

Falowniki rezonansowe – przegląd rozwiązań

Miękką komutację można uzyskiwać za pomocą

dodatkowych obwodów zawierających układ rezonansowy i

pomocniczy łącznik do wyzwalania rezonansu. Obwody

takie powinny spełniać dwa założenia, mianowicie powinny

redukować straty przy przełączeniach (zarówno dla

łączników głównych jak i dodatkowych), a także nie

powinny wprowadzać zmian w sterowaniu falownikiem, tzn.

nie powinny wprowadzać żadnych zmian w algorytmie

PWM, wykorzystywanym przy twardej komutacji.

Dodatkowo obwody takie powinny być odpowiednio proste i

relatywnie tanie.

rezonansowy (RDCL)

quasi-rezonansowy (QRDCL)

mniej niż

6 dodatkowych łączników

strona U DC

przełączany w zerze napięciowym (DC-Rail ZVT)

przełączany w zerze prądowym (DC-Rail ZCS)

położenie obwodu

rezonansowego

1 dodatkowy łącznik

przełączany w zerze napięciowym (ZVT)

2 dodatkowe łączniki

3 dodatkowe łączniki

6 dodatkowych łączników

strona U AC

przełączany w zerze prądowym (ZCT)

6 dodatkowych łączników

Rys.6. Podział falowników realizujących miękkie przełączanie

W ostatnich latach zostało opracowanych wiele technik

miękkiego przełączania [1], [2]. Ze względu na położenie

układu rezonansowego można dokonać podziału

przedstawionego na rysunku 6 [3]:

Osiągnięcie warunków miękkiego przełączania we

wszystkich topologiach, oprócz najprostszej, podstawowej

topologii falownika rezonansowego (RDCL - Resonant DC

Link), wymaga zastosowania dodatkowych łączników.

Zwiększa się również złożoność obwodów sterowania.

Dotyczy to w szczególności przekształtników AC/AC z

modulacją PWM. Większa ilość elementów i dodatkowe

koszty sprawiają, że rozwiązania takie są niechętnie

używane w przemyśle.

Z punktu widzenia kompatybilności elektromagnetycznej

znaczenie mają, z naturalnych względów, jedynie

przekształtniki rezonansowe przełączane w zerze

napięciowym. W ramach pracy wykonano badanie

symulacyjne najprostszych topologii przekształtników

rezonansowych: falownika rezonansowego (RDCL) oraz

falownika rezonansowego z aktywnie poziomowanym

napięciem rezonansowym (ACRDCL – Actively Clamped

Resonant DC Link). Ponieważ problemy związane z EMC

pojawiają się jedynie w momentach przełączeń łączników,

wnioski z analiz mogą być rozciągnięte na szerszą klasę

falowników rezonansowych.

0,1ms/dz

200V/dz

Tim e

Rys.8. Napięcie w obwodzie pośredniczącym

Na rysunku 9 pokazano przebiegi czasowe prądu i

napięcia, mocy traconej na łączniku oraz prądu zaburzeń w

przewodzie PE. Jak można było oczekiwać, niemal zerowa

wartość napięcia w trakcie przełączania, spowodowała, że

straty podczas przełączania zostały znacznie ograniczone

w stosunku do układu z przełączaniem twardym.

Zmniejszona stromość narostu napięcia dała w wyniku

zdecydowanie mniejszą wartość prądu zaburzeń

przewodzonych wysokiej częstotliwości.

Problemem pojawiającym się w tego typu topologii jest

fakt, że napięcie w obwodzie pośredniczącym wzrasta do

wartości 2U DC , a co za tym idzie, wzrasta narażenie

łączników w stanie blokowania. Tranzystory IGBT muszą

być dobrane na około 2-krotnie wyższe napięcie niż w

przypadku falowników z twardą komutacją, co niesie ze

sobą wyższe koszty łączników.

Wyniki badań w falownikach rezonansowych

Na rysunku 7 pokazano podstawową topologię falownika z

rezonansowym obwodem pośredniczącym (RDCL).

I c

U CE

1us/dz

25A/dz

25V/dz

1us/dz

100W/dz

Rys.7. Schemat falownika rezonansowego

P Ł

Ze względu na istnienie obwodu rezonansowego,

napięcie w obwodzie pośredniczącym oscyluje od zera do

dwukrotnej wartości napięcia U DC . Przebieg napięcia w

obwodzie rezonansowym pokazano na rysunku 8.

Aby w układzie tym można było realizować przełączanie

przy zerowym napięciu, przebieg napięcia wyjściowego

falownika musi składać się z całkowitej liczby impulsów

rezonansowych. Wyklucza to zastosowanie algorytmu

modulacji szerokości impulsów, używanego w

konwencjonalnych falownikach z przełączaniem twardym.

W symulowanym układzie, częstotliwość rezonansowa

została odpowiednio dobrana do częstotliwości delta-

modulacji falownika.

I PE

1us/dz

1 0 0m A / d z

Rys.9. Przebieg prądu i napięcia podczas przełączania, moc

tracona na łączniku, oraz prąd zaburzeń w przewodzie PE

Ti m e

Wadą jest również to, że odpowiednio zwiększa się

amplituda napięcia zaburzeń wspólnych (rys.10). Zwiększa

to amplitudę napięcia na wale i ryzyko wystąpienia prądów

łożyskowych.

2ms/dz

500V/dz

0,2ms/dz

500V/dz

2ms/dz

500V/dz

2ms/dz

500V/dz

0,2ms/ d z

2 0 0mA/ d z

2ms/dz

500V/dz

Rys.10. Generacja napięcia zaburzeń wspólnych w układzie RDCL,

gdzie a,b,c – napięcia fazowe na wyjściu falownika, d – napięcie

zaburzeń wspólnych

Rys.13. Przebieg czasowy napięcia zaburzeń wspólnych i prądu w

przewodzie PE

Tim e

Pomimo ograniczenia amplitudy napięcia zaburzeń

wspólnych prąd zaburzeń w przewodzie PE o częstotliwości

rezonansowej pozostaje na niemal niezmienionym

poziomie.

Obecność częstotliwości rezonansowej w przebiegu

napięcia zaburzeń wspólnych powoduje pojawienie się,

oprócz składowej wysokiej częstotliwości, składowej

prądów zaburzeń wspólnych o częstotliwości rezonansowej

(rys.11).

Wnioski

Główną zaletą miękkiego przełączania jest lepsze

wykorzystanie elementów mocy poprzez redukcję strat

mocy przy ich przełączaniu. Przy jednakowej częstotliwości

przełączania falownik z komutacją miękką może pracować

przy znacznie niższych poziomach strat łączeniowych niż

falownik z komutacją twardą.

W wykonanej w pracy analizie symulacyjnej

wykorzystano modele łączników z biblioteki elementów

rzeczywistych, co, przynajmniej w części, pozwoliło

odzwierciedlić złożony charakter zjawisk

elektromagnetycznych, towarzyszących przełączeniu

łącznika półprzewodnikowego. Jest to szczególnie ważne

przy analizie procesów mających wpływ na poziomy emisji

elektromagnetycznej systemu.

Znaczne zmniejszenie du/dt przy przełączaniu

łączników w falownikach z miękką komutacją powoduje

wielokrotne zmniejszenie poziomów emisji w zakresie

wysokich częstotliwości, co przy obecnie stosowanych

tranzystorach IGBT oznacza zakres częstotliwości powyżej

1MHz. Jednocześnie w zakresie niskich częstotliwości

pojawiają się prądy zaburzeń o częstotliwości wynikającej z

rezonansu w obwodzie pośredniczącym DC. Może to

powodować wzrost poziomów zaburzeń mierzonych w

paśmie CISPR A, które w przekształtnikowych układach

napędowych, gdzie większa część prądów zaburzeń

wysokiej częstotliwości zamyka się drogą pojemnościową

wewnątrz układu falownik-silnik, mogą w większym stopniu

oddziaływać na sieć zasilającą. Zwiększenie amplitudy

napięcia zaburzeń wspólnych, w stosunku do układów z

przełączaniem twardym, może powodować zwiększenie

amplitudy i częstości występowania prądów łożyskowych.

0,2ms/dz

500V/dz

0,2ms/dz

20 0 mA/dz

Rys.11. Przebieg czasowy napięcia zaburzeń wspólnych ( a ) i prądu

w przewodzie PE ( b )

Tim e

Amplituda prądu I PE będzie wzrastała wraz ze wzrostem

częstotliwości rezonansowej, co może niwelować korzyści z

zastosowania metod miękkiego przełączania, szczególnie w

układach o dużej częstotliwości przełączania łączników. W

przekształtnikowych układach napędowych, gdzie większa

część prądów zaburzeń wysokiej częstotliwości zamyka się

drogą pojemnościową wewnątrz układu falownik-silnik [4],

prąd o częstotliwości układu rezonansowego może w

większym stopniu oddziaływać na sieć zasilającą.

Wyżej wymienione problemy można w pewnym stopniu

ograniczyć przy zastosowaniu topologii falownika

rezonansowego z aktywnie poziomowanym napięciem

rezonansowym (ACRDCL – Actively Clamped Resonant DC

Link) pokazanej na rysunku 12. W układzie tym, dla

wydłużenia czasu, w którym powinno wystąpić przełączenie

łączników falownika, zastosowano dodatkowy łącznik,

włączony równolegle do gałęzi falownika.

LITERATURA

[1] Wang K., Jiang Y., Dudovsky S., Hua G.,

Boroyevich D., Lee F.C., Novel DC-rail soft switching

three-phase voltage source inverter, IEEE Trans. Ind. Applicat. ,

23(1997), n.2, 509-516

[2] Hua G., Lee F.C., A new class of zero-voltage-switched

PWM converters Proc. IEEE-HFPC , 1991, 244-251

[3] L i Y ., Unified Zero-Current-Transition Techniques for High-

Power Three-Phase PWM Inverters, Praca Doktorska , March

29, 2002

[4] Kempski A., Smolenski R., Strzelecki R., Common

Mode Current Paths and Their Modeling in PWM Inverter-Fed

Drives , PESC '02 , 1551—1556.

Rys.12. Schemat falownika rezonansowego ACRDCL

Zastosowanie układu poziomującego z rysunku 12

pozwala na ograniczenie wartości napięcia w obwodzie

pośredniczącym do około 1.3 – 1.4 napięcia U DC (rys.13).

Autorzy: Szymon Schmidt, E-mail: szmitu@wp.pl ; Adam Kempski

E-mail: A.Kempski@iee.uz.zgora.pl ; Instytut Inżynierii Elektrycznej

ul. Podgórna 50 Zielona Góra 65-246

Szymon Schmidt, Adam Kempski - Analiza pracy falowników napięcia z twardą i miękką komutacją w kontekście kompatybilności elektromagnetycznej.pdf

Plik z chomika:

Inne pliki z tego folderu:

Inne foldery tego chomika: