Przetwornice - podstawowe konfiguracje -5.pdf - Przetwornice impulsowe - waclaw.sz

Listy od Piotra

Fundamenty Elektroniki

P rzetwornice impulsowe

Podstawowe konfiiguracjje − przetworniica przepustowa

część 5

W poprzedniim odciinku zadałłem pyta−

niie, czy współłczynniik wypełłniieniia im−

pullsów sterujjących zalleży od prądu, czy

od napiięciia? Czy przeprowadzone rozu−

mowaniie doprowadziiłło do sprzeczno−

ścii? Wyjjaśniiam tym, którzy jeszcze niie

wiiedzą: żadnejj sprzecznościi niie ma!

Rysunki 6a, b, c (w poprzednim nu−

merze) wskazują, że przy małych prą−

dach wypełnienie będzie zależeć od prą−

du obciążenia. Sytuacja taka ma miej−

sce, gdy w części okresu prąd spada do

zera, czyli gdy cewka w części okresu

jest wolna od energii (bezczynna). Moż−

na powiedzieć, że układ automatycznej

regulacji (rys. 2) tak dobiera współczyn−

nik wypełnienia, by przenieść na wyj−

ście potrzebną moc (U2*I L ).

Natomiast przy większym obciąże−

niu, gdy przez cewkę cały czas płynie

prąd (rysunki 6d, e), współczynnik wy−

pełnienia ustala jedynie napiięciie wyj−

ściowe, a (średni) prąd rośnie lub male−

je w zależności od obciążenia.

Istnieją przetwornice, które nie mają

żadnej automatyki i pracują przy stałym

współczynniku wypełnienia impulsów

sterujących. Nie zapominaj jednak, że

taka praca jest możliwa tylko przy więk−

szych prądach. Właśnie dlatego w nie−

których źródłach znajdziesz wzmianki

o minimalnym prądzie obciążenia (lub

minimalnej indukcyjności). Nie prze−

strasz się tym! Chodzi o to, by prąd

cewki nie malał do zera − wtedy układ

zachowuje się jak “transformator prądu

stałego”. Gdy prąd obciążenia jest

mniejszy, niedociążona przetwornica

przestaje być “transformatorem prądu

stałego” i napięcie wyjściowe wzrasta.

W praktyce wystarczy zastosować

układ automatyki wg rysunku 2, zmienia−

jący wypełnienie impulsów od zera do

100% i wtedy nie ma takich ograniczeń

na prąd minimalny i napięcie wyjściowe.

Jeśli to zrozumiałeś, idziemy dalej.

Przypuszczam, że jeszcze masz pew−

ne wątpliwości odnośnie napięć wyjścio−

wych. Trochę Cię niepokoi fakt, że zmia−

na napięcia wyjściowego U2 zmienia

też napięcie “ładowania” cewki równe

Rys. 7.

Rys. 8.

Rys. 9.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Listy od Piotra

U1−U2. Nie dziwię Ci się, że o tym my−

ślisz. Intuicyjne przyswojenie sobie wy−

stępujących tu zależności jest rzeczywi−

ście trochę trudniejsze, ale poradzimy so−

bie i z tym.

Na rysunkach 7, 8 i 9 znajdziesz prze−

biegi napięcia i prądu przy różnych

napięciach wyjściowych. Co istotne,

w każdym przypadku napięcie wejścio−

we U1 jest takie samo. W sytuacji z ry−

sunku 7 napięcie wyjściowe U2 jest pię−

ciokrotnie mniejsze od wejściowego.

W drugim przypadku (rysunek 8) napię−

cie U2 jest równe połowie U1, nato−

miast w sytuacji z rysunku 9 napięcie

U2 to 5/6 napięcia wejściowego U1. Na

rysunkach 7a, 8a, 9a pokazałem Ci sytu−

ację w układzie z pewną indukcyjnością

przy jakimś niewielkim prądzie. Na ry−

sunkach 7b, 8b i 9b znajdziesz przebiegi

w układzie z tą samą indukcyjnością, ale

przy prądzie szczytowym zbliżonym do

prądu nasycenia Ip. I wreszcie na rysun−

kach 7c, 8c i 9c znajdziesz przebiegi

w układzie z cewką o znacznie większej

indukcyjności − zauważ, że zmiany prą−

du są mniejsze, ale nachylenie w czasie

ładowania i rozładowania nadal jest pro−

porcjonalne do napięć ładowania (U1−

U2) i rozładowania (U2).

Przeanalizuj teraz bardzo starannie

rysunki 7....9. Powinny one rozjaśnić Ci

całkowicie obraz sprawy.

A my zajmiemy się jeszcze jedną

kwestią. Czy na podstawie rysunków

7...9 potrafiłbyś coś powiedzieć o mocy

przenoszonej (czyli po prostu o mocy

naszej przetwornicy)? Czy ta moc zależy

jakoś od napięcia wyjściowego?

W poprzednich listach wykazałem,

że moc przetwornicy zaporowej silnie

zależy od stosunku napięć wyjściowego

i wejściowego. Okazało się, że prze−

twornicy zaporowej nie warto stosować

przy małych napięciach wyjściowych.

Podałem Ci wzór na teoretyczną moc

maksymalną przetwornicy zaporowej

(przy bardzo dużej częstotliwości)

Pmax = U1*Ip * [U2 / (U2+U1)]

A jak to wygląda w przetwornicy

przepustowej?

Odpowiedź znajdziesz analizując ry−

sunki 7c, 8c i 9c. Przy dużej indukcyjno−

ści (lub dużej częstotliwości pracy) wa−

hania prądu są minimalne − możemy je

pominąć i założyć, że średni prąd na ry−

sunkach c jest równy Ip. Skoncentruj

się! Patrząc na rysunku 7c, 8c, 9c bez

trudu zauważysz, że w każdym przypad−

ku średni prąd ładowania wynosi

I1 = Ip (t on /T)

W czasie ładowania cewki, do obcią−

żenia jest już dostarczana moc

P1=U2 *I1 = U2 * Ip (t on /T)

Z kolei średni prąd rozładowania wynosi

I2 = Ip (t off /T)

Czyli w fazie rozładowania do obcią−

żenia jest dostarczana moc

P2=U2 * I2 = U2 * Ip (t off /T)

Moc całkowita

P = P1+P2 = U2 * Ip [(t on +t off ) / T]

P = U2 * Ip

I co, jesteś zdziwiony?

Tu również okazuje się, że czym

większe napięcie wyjściowe, tym więk−

sza moc. Ponieważ w przetwornicy

przepustowej napięcie wyjściowe nie

może być większe od wejściowego,

ostatecznie moc będzie największa, gdy

napięcie wyjściowe będzie (niemal) rów−

ne wejściowemu − moc wyniesie wtedy

Pmax = U1 * Ip

I wszystko zgadza się z intuicją: jeśli

przetwornicę przepustową “otworzymy

na stałe”, napięcie wyjściowe będzie

równe wejściowemu i rzeczywiście

moc dostarczana do obciążenia będzie

równa U1 * Ip.

A może więcej? Co nam szkodzi zwięk−

szyć wtedy prad powyżej Ip? Że rdzeń się

nasyci? A co nas to obchodzi − przecież

tranzystor−klucz jest na stałe otwarty!

Stop! Nie przesadzaj! W praktyce

Twoja przetwornica nigdy nie będzie

“na stałe otwarta”, bo zechcesz praco−

wać przy napięciach wyjściowych

mniejszych niż wejściowe. Dlatego nie

ma sensu rozpatrywać sytuacji, gdy

tranzystor−klucz stale przewodzi.

No tak, ale może nawet gdy

U2<U1uda się coś “zarobić”, zwiększając

prąd powyżej Ip? Wcześniej prosiłem, byś

się zastanowił, czym to grozi. Ponieważ

obciążenie R L jest włączone w szereg

z cewką, więc sytuacja jest inna niż prze−

twornicy zaporowej i nie można powie−

dzieć, że “prąd będzie się marnował”.

Jednak przetwornica przestanie być

przetwornicą indukcyjną według rysun−

ku 1 czy 3b, a stanie się przetwornicą

pojemnościową według rysunku 3a. Ro−

lę rezystancji ograniczającej prąd łado−

wania będzie pełnić (niewielka) rezy−

stancja uzwoje−

nia cewki,

a sprawność

znacznie spa−

dnie. W skrajnym

przypadku duży

prąd ładowania

(ograniczony

niewielką rezys−

tancją cewki) mo−

że uszkodzić

tranzystor−klucz.

Zamykamy

sprawę: nawet

gdyby tranzystor

się nie uszkodził, także w przetwornicy

przepustowej nie powinniśmy pracować

przy prądach większych od prądu nasy−

cenia cewki Ip, a moc maksymalna nie

przekroczy

P = U2 * Ip

Czy jednak nie zgubiłeś się w po−

wyższych rozważaniach? Co to za moc?

Jest to teoretyczna moc maksymal−

na, jaką można “wydusić” z przetworni−

cy przy następujących założeniach:

− pomijamy wszelkie straty (spadek

napięcia na diodzie D, rezystancji cewki

i napięcie nasycenia tranzystora);

− zakładamy, że średni prąd płynący

przez cewkę jest równy Ip (co jest bli−

skie prawdy tylko przy bardzo dużej czę−

stotliwości pracy albo przy bardzo dużej

indukcyjności − przebieg prądu wygląda

wtedy mniej więcej jak na rysunku 10a).

W praktyce nie zwiększamy

nadmiernie indukcyjności i nie pracuje−

my przy bardzo dużych częstotliwo−

ściach. Wtedy oczywiście moc jest

mniejsza. W granicznym przypadku,

jak na rysunku 10b, gdy prąd chwilowo

spada do zera, przenoszona moc jest

o połowę mniejsza od wcześniej wyli−

czonej (i dodatkowo pomniejszona

o straty w elementach przetwornicy).

Patrząc na rysunek 10 nie zastanawiaj

się, jakiej konkretnie częstotliwości

odpowiada ta sytuacja, lub jaka jest in−

dukcyjność (indukcyjności) − to nie ma

znaczenia (podobnie, jak wartości na−

pięć). Chodzi tylko o kształt prądu,

a ściślej o jego wartość średnią − nie

masz wątpliwości, że przy tej samej

wartości Ip średnia wartość prądu z ry−

sunku 10a jest niemal dwukrotnie

większa niż tego z rysunku 10b.

Przypuśćmy teraz, że chcemy zbu−

dować przetwornicę zaporową, a wła−

ściwie zasilacz impulsowy o regulowa−

nym napięciu wyjściowym. Mając ja−

kąś cewkę o prądzie nasycenia Ip oraz

indukcyjności L musimy dobrać czę−

stotliwość pracy tak, by w najgorszych

warunkach prąd nie przekroczył warto−

Rys. 10.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Listy od Piotra

ści Ip. Chyba już zauważyłeś, że prąd

rośnie tym szybciej, im większe jest

napięcie ładowania (równe U1−U2) −

zobacz rysunki 4 i 7...9. Gdy napięcie

wyjściowe U2 jest bardzo małe, napię−

cie ładowania jest zbliżone do U1 (rys

7). Znając Ip, L oraz U1 możesz już

obliczyć maksymalny czas włączenia

tranzystora (t on ) przy bardzo małych

napięciach wyjściowych. Przekształca−

jąc znany Ci dobrze wzór otrzymasz:

t onmax = L * Ip / U1

I co to jest za czas? Czas ten doty−

czy tylko przypadku, gdy U2 jest bli−

skie zeru. Sytuacja wygląda wtedy

mniej więcej tak, jak na rysunku 7.

Przypuśćmy, że obliczyłbyś czas t on .

Niewiele to daje. Gdy czas t on jest

krótki, na pewno (bardzo) długi będzie

czas t off , bo napięcie U2 jest bardzo

małe. Przy większym napięciu wyj−

ściowym U2 (a tym samym mniejszym

napięciu ładowania U1−U2) czas t on

mógłby być znacznie dłuższy, za to

krótszy będzie czas t off .

Aby znaleźć najgorszy przypadek

należałoby napisać wzory na t on it off ,

znaleźć wzór na T (okres), potem na

f (częstotliwość) i zbadać go w funkcji

U2/U1. Jeśli ktoś chce, niech to zrobi −

po przekształceniach trzeba będzie

zbadać funkcję

y=−x 2 + x

Okaże się, że najgorszy przypadek

występuje przy U2 = 0,5 U1. Poniekąd

potwierdza to rysunek 8b, ale ten rysu−

nek to żaden dowód. W każdym razie

dla tego najgorszego przypadku

(U2=0,5U1) minimalna częstotliwość

przetwornicy wynosi

fmin = U1

4 LIp

Gdyby częstotliwość była mniejsza

(czasy dłuższe), prąd nadmiernie wzro−

śnie i rdzeń cewki się nasyci.

Gdyby przetwornica miała praco−

wać przy stałym napięciu wyjściowym

U2, innym niż 0,5U1, wtedy minimalna

częstotliwość mogłaby być mniejsza.

W praktyce i tak należy pracować

z możliwie dużą częstotliwością (ogra−

niczoną przez straty histerezy rdzenia

i straty przełączania tranzystora), dla−

tego do wstępnych szacunkowych

obliczeń należy wykorzystać wzór

fmin =

4LIp

i wybrać częstotliwość pracy więk−

szą niż tak wyliczona.

Jak wykazano wcześniej, przy czę−

stotliwości minimalnej moc przetwor−

nicy nie przekroczy

P = 0,5 U2 * Ip

Oczywiście częstotliwość może,

i w miarę możliwości powinna być

większa − wtedy zmiany prądu będą

mniejsze, przebiegi będą podobne jak

na rysunkach 7c, 8c, 9c, 10a i moc

przenoszona będzie o kilkadziesiąt

procent większa niż przy częstotliwo−

ści minimalnej (teoretycznie

P=U2*Ip).

Mam nadzieję, że cały czas nadążasz

za mną. Jeśli jednak masz jakiekolwiek

kłopoty ze zrozumieniem całości mate−

riału, przeanalizuj dokładnie ten i po−

przednie odcinki, a jeśli i to nie pomo−

że, napisz do mnie (na adres redakcji).

W razie potrzeby wrócimy do tematu.

Tyle na temat przetwornicy przepu−

stowej. W następnym odcinku zapo−

znam Cię z przetwornicą podwyższającą.

Piiotr Góreckii

ciąg dalszy ze strony 40

tranzystorów, więc oba tranzystory są

na granicy przewodzenia (płynie przez

nie jakiś maleńki prąd spoczynkowy. Li−

niowość takiego symetrycznego wtórni−

ka jest znacznie lepsza, niż poprzednie−

go układu, jednak też nie jest rewelacyj−

na. Ponadto trudno kontrolować drobne

różnice i (temperaturowe) zmiany napięć

diod i napięć U BE tranzystorów, które bę−

dą powodować znaczne zmiany prądu

płynącego przez tranzystory (zwłaszcza

przy różnych temperaturach diod i tran−

zystorów). Dlatego w praktyce bywa

czasem stosowany sposób z rysunku d ,

gdzie dodatkowe rezystory stabilizują

punkt pracy tranzystorów i wyznaczają

prąd spoczynkowy. Oczywiście suma

spadków napięcia na tych niewielkich

rezystorach jest równa napięciu przewo−

dzenia dwóch dodatkowych diod. Zmie−

niając wartości R E1 iR E2 można ustalić

potrzebny w danym zastosowaniu prąd

spoczynkowy.

W praktycznych układach taki stopień

wyjściowy jest sterowany “od dołu”

przez tranzystor NPN. Wtedy zamiast

czterech diod, wystarczą trzy wg rysun−

ku e. A jeszcze częściej do ustalenia

punktu pracy tranzystorów wyjścio−

wych, zamiast diod, wykorzystuje się

układ z rysunku f. Zastanów się nad dzia−

łaniem tranzystora i potencjometru. Już

rysunki d, e sugerują, iż zastępuje on kil−

ka diod. W samej rzeczy − potencjometr

umożliwia płynną regulację “liczby

diod”, a tym samym płynną regulację

prądu spoczynkowego. A najważniej−

sze, że taka “zwielokrotniona dioda”

ma charakterystyki termiczne podobne

jak zestaw diod. Ten dodatkowy tranzy−

stor montuje się blisko tranzystorów

wyjściowych (na radiatorze) i wtedy

przy zmianach temperatury tranzysto−

rów prąd spoczynkowy prawie się nie

zmienia. W stopniach większej mocy

spotyka się darlingtony, zwykłe i kom−

plementarne − zobacz rysunek g, a tak−

że rysunek h, gdzie oba wyjściowe tran−

zystory (mocy) są typu NPN. Tranzystor

sterujący może być umieszczony

“u góry”, jak na rysunku g, albo “na do−

le”, jak na rysunkach e, f, h. Zamiast re−

zystora dość często stosowane bywają

źródła prądowe, jak na rysunku h.

W praktyce zwykle dodaje się jeszcze

obwody ograniczania prądu, jak na ry−

sunku ii. Wtedy nawet przy zwarciu wyj−

ścia, prąd maksymalny zostanie ograni−

czony do wartości około 0,6V/R E .

Przy okazji drobna dygresja. Jeśli

w spoczynku przez tranzystory płynie

duży prąd, a w czasie pracy prąd żad−

nego z tranzystorów nie spada do ze−

ra, mówimy o pracy w klasie A (np. ry−

sunek 16a). Gdy w spoczynku tranzy−

story są na progu przewodzenia,

a prąd pojawia się dopiero po pojawie−

niu się sygnału, mamy do czynienia

z klasą B (np. rys. 16c). Gdy w spo−

czynku prąd nie płynie i nawet przy

małych sygnałach tranzystory są zatka−

ne, mamy do czynienia z klasą C (np.

rys. 16b). Klasa A oznacza małe znie−

kształcenia, ale duże straty mocy.

Oszczędne klasy B i C wiążą się nie−

stety z dużymi zniekształceniami. Dla−

tego w praktyce wyznacza się pracę

stopnia w głębszej lub płytszej pośre−

dniej klasie AB, stosując układy z ry−

sunków 16d...i ustalając kompromiso−

wo prąd spoczynkowy. Czym większy

ten prąd, tym mniejsze zniekształce−

nia. Oczywiście, są to tylko ogólne za−

sady i w rzeczywistości ustalając war−

tość prądu spoczynkowego należy

uwzględnić szereg innych czynników.

Takie rozważania wykraczają jednak

poza ramy niniejszego cyklu.

W następnym odcinku będą infor−

macje o wzmacniaczu różnicowym

oraz...

duża niespodzianka.

Piiotr Góreckii

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Przetwornice - podstawowe konfiguracje -5.pdf

Plik z chomika:

Inne pliki z tego folderu:

Inne foldery tego chomika: