EdW 05 1997.pdf
(
9586 KB
)
Pobierz
Projekty AVT
Generator funkcji, część 1
2114
Poniższy artykuł zawiera szczegółowy
opis i analizę układu generatora. Podane
wiadomości będą znakomitą pomocą dla
zaawansowanych, którzy chcieliby bądź
wprowadzić pewne zmiany, bądź zbudo−
wać samodzielnie podobny układ. Prze−
ciętny elektronik wcale nie musi rozu−
mieć tych wszystkich szczegółów – wy−
starczy, że zmontuje układ według wska−
zówek, podanych w drugiej części artyku−
łu. Ani montaż, ani uruchomienie nie po−
winny nastręczyć żadnych trudności.
Zgodnie z przyjętymi założeniami, do uru−
chomienia i zestrojenia generatora nie są
potrzebne żadne specjalizowane przyrzą−
dy, wystarczy jakikolwiek oscyloskop.
Generator został zaprojektowany pod
kątem rzeczywistej przydatności w pra−
cowni elektronika−hobbysty. Parametry
modelu pokazanego na fotografii umiesz−
czono w tabeli u dołu strony.
Nazwa „generator funkcji” może
wprowadzić w błąd niejednego młodego
Czytelnika EdW. „Generator funkcji” mo−
że wydać się niepotrzebnym dodatkiem
do wyposażenia laboratorium. Tymcza−
sem jest to jeden z najpotrzebniejszych
przyrządów w pracowni elektronika. Ten
naprawdę uniwersalny generator wytwa−
rza przebiegi sinusoidalne, trójkątne,
prostokątne, piłokształtne i impulsowe.
Właśnie takie przebiegi znakomicie
ułatwiają testowanie i pomiary różnorod−
nej aparatury elektronicznej, przede
wszystkim układów audio, ale również
układów cyfrowych i innych. Trzeba tylko
wiedzieć, jak i gdzie wykorzystuje się po−
szczególne kształty przebiegów. Wiele
rzeczowych informacji na ten temat poda−
nych będzie w następnym numerze EdW.
Dobry generator funkcji w rękach
świadomego użytkownika jest bardzo
cennym i uniwersalnym przyrządem. Ta−
kie generatory są produkowane przez
wiele firm. Obecnie można kupić genera−
tory funkcji pracujące w zakresie częstot−
Wskutek licznych próśb nadsyła−
nych w listach oraz na podstawie
wyników ankiety zajęliśmy się spra−
wą niedrogich i łatwych do zbudo−
wania przyrządów pomiarowych do
pracowni elektronika.
W lutowym numerze EdW opisaliś−
my prosty i tani zasilacz laboratoryjny.
Przedstawiony generator funkcji jest
drugim przyrządem do laboratorium
elektronika−hobbysty przedstawianym
w ramach tej serii. Generator funkcji
jest jednym z najbardziej uniwersal−
nych przyrządów w laboratorium
elektronicznym.
Opisany przyrząd znajdzie szerokie
zastosowanie w pracowni każdego
elektronika, zwłaszcza przy urucho−
mianiu i testowaniu wszelkiej
aparatury audio.
Parametry generatora
Częstotliwość maksymalna na najwyższym zakresie:
23kHz
Częstotliwość minimalna na najniższym zakresie
(z kondensatorami C7...C12):
0,015Hz
Stosunek częstotliwości Fmax/Fmin na każdym zakresie:
>15 razy
Zakres amplitud wyjściowych:
0...5Vpp
dla przebiegu sinusoidalnego:
0...3,5Vpp
Zawartość zniekształceń przebiegu sinusoidalnego
(dla 1kHz):
0,45%
Zakres regulacji współczynnika wypełnienia:
0,8...99,2%
Zakres regulacji składowej stałej na wyjściu
(tłumik wyjściowy wyłączony):
±2,5V
E
LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/97
7
Projekty AVT
liwości od ułamków herca do kilkudzie−
sięciu megaherców. Przy konstrukcji ta−
kich generatorów wykorzystuje się naj−
nowsze sposoby cyfrowego wytwarzania
przebiegów. Nie ulega wątpliwości, że
ceny dobrych generatorów funkcji są wy−
sokie, z pewnością zdecydowanie za wy−
sokie, jak na kieszeń przeciętnego hob−
bysty. Jednak każdy elektronik powinien
posiadać generator funkcji.
W EdW zostanie z czasem przedsta−
wionych kilka różnych generatorów,
w tym generatorów funkcji wykorzystują−
cych specjalizowane układy scalone.
W obrębie naszych zainteresowań leżą
znane od dawna kostki XR2206 czy
ICL8038 oraz nowsze opracowanie Maxi−
ma – MAX038.
Okazuje się jednak, iż wielu elektroni−
ków używa generatorów funkcji jedynie
przy konstruowaniu i badaniu urządzeń
audio. W takim wypadku wystarczy za−
kres częstotliwości sięgający do kilku−
dziesięciu kiloherców. A zbudowanie ge−
neratora funkcji na taki zakres częstotli−
wości nie stwarza większych problemów
– wystarczy do tego kilka popularnych
wzmacniaczy operacyjnych.
Przedstawiony dalej generator został
zaprojektowany tak, by koszt jego ele−
mentów był jak najmniejszy, a jednocześ−
nie by zachować jak najwięcej możliwoś−
ci. Urządzenie składa się z łatwo dostęp−
nych i popularnych elementów. Dla
zmniejszenia kosztów zamiast trudnych
do zdobycia i drogich przełączników wie−
lopozycyjnych, zastosowano popularne
przełączniki dwupozycyjne. Jedynym,
być może trudniejszym do zdobycia ele−
mentem jest obrotowy 12−pozycyjny
przełacznik, służący do zmiany zakresów
częstotliwości generatora.
W sumie ten uniwersalny generator
jest bardzo tani, i co najważniejsze – jego
wykonanie i uruchomienie jest bardzo
proste.
Zasada działania
Uproszczony schemat blokowy gene−
ratora pokazany jest na rysunku 1. Ser−
cem urządzenia jest generator przebiegu
trójkątnego i prostokątnego. Przebieg si−
nusoidalny uzyskuje się przez odpowied−
nie ukształtowanie przebiegu trójkątne−
go. Wbudowany regulowany tłumik po−
zwala dowolnie regulować amplitudę na−
pięcia wyjściowego.
Generator przebiegu trójkątnego
i prostokątnego wykonany jest według
klasycznego układu pokazanego w upro−
szczeniu na rysunku 2a. Przebiegi czaso−
we przedstawiono na rysunku 2b.
Przeanalizujmy jego działanie.
Wzmacniacz operacyjny A pracuje jako
komparator, to znaczy porównuje napięcia
na swoim wejściu odwracającym i nieod−
wracającym. Ponadto komparator ten jest
objęty pętlą silnego dodatniego sprzęże−
nia zwrotnego (wskutek obecności rezys−
torów R2 i R3). W konsekwencji napięcie
na wyjściu wzmacniacza A (w punkcie X)
przybiera tylko dwie wartości: albo jest
bliskie dodatniego, albo ujemnego napię−
cia zasilającego (przy czym zakładamy, że
oba te napięcia mają równe wartości).
Wzmacniacz operacyjny B pracuje
w charakterze integratora. Napięcie na je−
go wyjściu zmienia się tak, by na jego we−
jściu odwracającym napięcie zawsze było
równe potencjałowi masy (czyli napięciu
na wejściu nieodwracającym). Notujemy
ważną informację: napięcie na wejściu
odwracającym wzmacniacza B (punkt Z)
zawsze jest równe potencjałowi masy.
Ponieważ napięcie w punkcie X przy−
biera jedną z dwu ustalonych, równych
wartości, więc przez rezystor R1 będzie
płynął prąd o stałym natężeniu, a zmie−
niać się będzie tylko kierunek prądu. Prąd
ten będzie na przemian ładował i rozłado−
wywał kondensator C.
Załóżmy, że w pewnej chwili t
0
napię−
cie na wyjściu wzmacniacza operacyjne−
go A (punkt X) jest równe dodatniemu na−
pięciu zasilającemu. Przez rezystor R1
popłynie prąd w kierunku od punktu X do
Z. Wejście wzmacniacza operacyjnego
B nie pobiera prądu, więc prąd ten musi
płynąć dalej przez kondensator C. Aby
przez kondensator płynął prąd, musi się
mieniać napięcie na jego okładzinach. Nie
będziemy tu wchodzić szczegółowo
w teorię wzmacniacza operacyjnego, wy−
starczy końcowy wniosek: aby zapewnić
przepływ przez kondensator C prądu
o stałej wartości, wzmacniacz operacyjny
jednostajnie zmniejsza napięcie na
swoim wyjściu.
Na rysunku 2b jest to okres czasu od
t
0
do t
1
.
Napięcie w punkcie Y maleje liniowo,
czyli w sposób jednostajny. Jednocześ−
nie należy zauważyć, że rezystory R2 i R3
tworzą dzielnik napięcia. Załóżmy na
chwilę, że rezystory te mają równe war−
tości. Napięcie w punkcie X ma do tej po−
ry wartość bliską dodatniemu napięciu
zasilającemu. Napięcie w punkcie Y spa−
da i jest coraz bliższe ujemnego napięcia
zasilającego. Tym samym napięcie
w punkcie W spada również i zbliża się
do połowy napięcia zasialającego, czyli
do potencjału masy. Jeśli to napięcie
w punkcie W opadnie troszeczkę poniżej
potencjału masy, wtedy stan na wyjściu
wzmacniacza A zmieni się na przeciwny
– napięcie w punkcie X (wskutek działa−
nia dodatniego sprzężenia zwrotnego
przez rezystor R2), gwałtownie opadnie
do poziomu bliskiego ujemnemu napięciu
zasilającemu. Napięcie w punkcie
W opadnie gwałtownie do poziomu
ujemnego napięcia zasilającego. Na ry−
sunku 2b jest to chwila t
1
.
W takiej sytuacji zmieni się kierunek
prądu płynącego przez rezystor R1 – teraz
będzie on płynął od punktu Z do X. Ten
prąd musi popłynąć przez kondensator C.
Aby to nastąpiło napięcie w punkcie
Y musi jednostajnie narastać. Zadba o to
wzmacniacz operacyjne B. Napięcie
w punkcie Y, a także napięcie w punk−
cie W będzie rosnąć.
W momencie, gdy napięcie w punkcie
W nieco przekroczy potencjał masy,
wzmacniacz A znów zmienia stan wyjścia
Rys. 2a. Podstawowy układ generatora.
Rys. 1. Schemat blokowy generatora funkcji.
Rys. 2b. Podstawowe przebiegi.
8
E
LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/97
Projekty AVT
– znów pojawi się tam napięcie bliskie
dodatniemu napięciu zasilającemu. Na ry−
sunku 2b jest to chwila oznaczona t
2
.Po−
tem prąd płynący przez rezystor R1 zmie−
ni kierunek i znów napięcie w punk−
cie Y zacznie opadać.
Cykl będzie się powtarzał.
W praktyce, w normalnych warunkach
pracy, na wyjściu wzmacniacza operacyj−
nego nie może się pojawić napięcie rów−
ne któremukolwiek napięciu zasilania.
Wynika to z budowy stopnia wyjściowe−
go, który przecież jest zbudowany z tran−
zystorów. W katalogach podaje się za−
kres napięć wyjściowych, który bywa
mniejszy od aktualnego napięcia zasilają−
cego nawet o kilka woltów. Co gorsza,
tak zwane ujemne oraz dodatnie napięcie
nasycenia nie są sobie równe. Ponadto
układ pokazany na rysunku 2a nie mógłby
pracować przy równych wartościach re−
zystorów R2 i R3.
Dlatego w praktyce w układach gene−
ratorów pracujących na tej zasadzie doda−
je się na wyjściu wzmacniacza A obwód
symetrycznej stabilizacji, czy też obcina−
nia napięcia wyjściowego. Natomiast po−
zostawia się równe wartości rezystorów
R2 i R3, dzięki czemu amplitudy przebie−
gu prostokątnego i trójkątnego są równe.
Przeanalizowanie działania układu ge−
neratora wskazuje, że częstotliwość
można łatwo zmieniać albo zmieniając
pojemność kondensatora C, albo zmie−
niając prąd płynący przez rezystor R1.
W praktyce zmianę pojemności wyko−
rzystuje się do skokowej zmiany zakresu
częstotliwości, natomiast zmiany prądu
płynącego przez R1 służą do płynnej re−
gulacji częstotliwości.
Szczegółowy opis układu
Pełny schemat ideowy generatora
funkcji pokazano na rysunku 3.
Układ jest zasilany z małego transfor−
matorka sieciowego o mocy 2VA.
Zasilacz zawiera typowe stabilizatory
12−woltowe: U1 i U2.
W układzie generatora bez trudu moż−
na zidentyfikować podstawowe bloki
znane z rysunku 2a: wzmacniacze opera−
cyjne U3A i U3B i rezystory R2, R3. Za−
miast pojedynczego kondensatora C,
w układzie zastosowano zespół konden−
satorów, a przełącznik S1 umożliwia wy−
bór zakresu częstotliwości w zakresie
0,2Hz...20kHz. Warto zauważyć, że war−
tości pojemności C2...C6 są wielokrot−
nościami liczby 1, z wyjątkiem kondensa−
tora C2, który ma pojemność mniejszą od
teoretycznie obliczonej – spowodowane
jest to istnieniem pojemności montażo−
wych. W układzie i na płytce przewidzia−
no miejsce na kondensator zmienny –
trymer C17. W praktyce okazało się, że
nie jest on potrzebny. Przewidziano też
Rys. 3. Pełny schemat ideowy generatora funkcji.
E
LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/97
9
Projekty AVT
miejsce na kondensatory C7−C12, które
umożliwiają stworzenie zakresu
0,02...0,2Hz. W większości zastosowań
tak małe częstotliwości nie są potrzebne
i elementów tych nie trzeba montować.
Ale jeśli ktoś chciałby jeszcze bardziej
rozszerzyć w dół zakres uzyskiwanych
częstotliwości, może zastosować te kon−
densatory, a nawet wprowadzić jeszcze
jeden zakres 0,002...0,02Hz, dodając
dwa połączone szeregowo przeciwsob−
nie kondensatory tantalowe o pojemnoś−
ci po 220µF.
W układzie wprowadzono obwód
ograniczania napięcia wyjściowego
wzmacniacza U3A. Składa się on z rezys−
tora R4 i diod D5...D14. W innych rozwią−
zaniach, zamiast kilku diod stosuje się
dwie połączone przeciwsobnie diody Ze−
nera. W naszym układzie użycie kilku
zwykłych diod ma duże znaczenie prak−
tyczne, związane z wytwarzaniem prze−
biegu sinusoidalnego.
W układzie przewidziano dodatkowe
wyjście przebiegu prostokątnego (punkt A).
Wyjście to może być wykorzystane na
przykład do dołączenia częstościomierza.
Rezystor R5 separuje generator i umożli−
wia jego poprawną pracę także w przy−
padku zwarcia punktu A do masy. Rezys−
tor R6 może być wykorzystany do
zmniejszenia amplitudy przebiegu w pun−
kcie A (bez niego międzyszczytowa war−
tość wynosi ponad 20V).
Potencjometr P1 wraz z rezystorem
R18 umożliwiają płynną zmianę częstotli−
wości. Rezystor R19 wyznacza minimal−
ną częstotliwość na danym zakresie. Bez
tego rezystora można zmniejszać częs−
totliwość aż do zera.
W najprostszej wersji generatora nie−
potrzebne byłyby diody D27...D30. Dla
zmiany częstotliwości wystarczyłoby za−
stosować potencjometr P1 i rezystor R18
(i ewentualnie R19).
Jednak w wielu przypadkach bardzo
potrzebne są przebiegi piłokształtne lub
impulsy prostokątne o współczynniku
wypełnienia różnym od 50%. Można
w bardzo prosty sposób wytworzyć takie
przebiegi, różnicując czasy ładowania
i rozładowania kondensatora C. Ideę po−
kazuje rysunek 4a. Zmieniając stosunek
rezystancji R1a i R1b można uzyskać
zmianę współczynnika wypełnienia
i uzyskać przebiegi o kształtach pokaza−
nych na rysunku 4b.
W układzie z rysunku 3, zmiana współ−
czynnika wypełnienia przebiegu jest reali−
zowana za pomocą potencjometru P2,
w położeniu przełącznika S2 oznaczonym
VAR(iable). W obwodzie tym rezystory
R16 i R17 ograniczają zmiany współczyn−
nika wypełnienia do około 0,8...99,2%.
Rezystorów tych można nie stosować –
rozszerzy to zakres regulacji wypełnienia.
Ponieważ w obwodzie potencjometru
P2 muszą być włączone diody (D25,
D26), niejako dla kompensacji włączono
również dodatkowe diody D29...D30.
Dzięki temu układ pracuje poprawnie
w pełnym zakresie ustawień potencjo−
metru P1. Bez diod D27...D28 układ nie
pracowałby przy ustawieniu suwaka po−
tencjometru P1 blisko masy (wg rysun−
ku 3 – w dolnym położeniu suwaka).
Włączenie tych czterech diod
(D27...D30) ma pewne wady i dlatego
warto zastanowić się i sprawdzić prak−
tycznie, czy nie lepiej byłoby nie monto−
wać tych diod, godząc się z brakiem prze−
biegu wyjściowego przy skrajnym (dol−
nym) ustawieniu potencjometru P1.
Układ kształtowania
sinusoidy
Ważnym blokiem urządzenia jest układ
kształtowania sinusoidy. Przebieg sinu−
soidalny uzyskuje się przez odpowiednie
„obcięcie” czy też spłaszczenie przebie−
gu trójkątnego. Ideę pokazuje rysu−
nek 5a. Rysunek 5b pokazuje jedną
z możliwych realizacji takiego obcinania
czy spłaszczania, w przypadku, gdyby
chodziło tylko o dodatnią połowkę prze−
biegu. Gdy napięcie chwilowe na wejściu
jest niewielkie, nie przewodzi żadna
z diod Zenera, nie ma spadku napięcia na
rezystorze Rs – przebieg na wyjściu ma
takie same nachylenie, jak przebieg we−
jściowy (por. rysunek 5a). Gdy napięcie
wejściowe staje się większe, zaczyna
przewodzić dioda Zenera o najniższym
napięciu – przebieg zostaje nieco spłasz−
czony. Przy dalszym wzroście napięcia
wejściowego zaczynają przewodzić nas−
tepne diody i przebieg jest coraz bardziej
spłaszczany. Jak widać, należy zastoso−
wać odpowiednią ilość diod Zenera i do−
kładnie dobranych rezystorów, a amplitu−
da przebiegu wejściowego też musi być
ściśle określona.
Tą metodą (tzw. metoda aproksymacji
odcinkowej) można uzyskać potrzebny
kształt przebiegu nawet z bardzo dużą do−
kładnością. Metodą ta jest (szczerze mó−
wiąc – była) stosowana nie tylko do gene−
racji przebiegu sisusoidalnego (czyli reali−
Rys. 4a. Sposób wytwarzania
przebiegu piłokształtnego.
Rys. 5a. Zasada wytwarzania
przebiegu sinusoidalnego z trójkątnego.
Rys. 5b. Przykładowy układ generato−
ra funkcji sinus.
Rys. 4b. Przebiegi przy różnych wartościach R1a i R1b.
10
E
LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/97
Projekty AVT
zacji matematycznej funkcji sinus), ale
również do realizowania innych funkcji
matematycznych (potęgowanie, logaryt−
mowanie, itp), oraz do linearyzacji charak−
terystyk różnych przetworników.
Praktyczną wadą przedstawionej me−
tody aproksymacji odcinkowej jest ko−
nieczność dobierania diod Zenera o ściś−
le określonych napięciach. Inną istotną
wadą zmniejszającą dokładność jest za−
leżność napięcia Zenera od temperatury.
W naszym generatorze funkcji w roli
diod Zenera pracują... zwykłe diody krze−
mowe, włączone w kierunku przewodze−
nia (są to diody D15...D24).Wiadomo, że
przy napięciach (w kierunku przewodze−
nia) mniejszych niż 0,4...0,5V, przez diodę
krzemową praktycznie nie płynie prąd.
Układ kształtowania sinusoidy jest zbu−
dowany nieco inaczej, niż pokazuje rysu−
nek 5b – zawiera wzmacniacz operacyjny
U4A i rezystory R7...R10 (zob. rys. 3).
Ponieważ diody krzemowe właczone
w kierunku przewodzenia mają duży
współczynnik temperaturowy (−
2,2mV/
o
C), dokładność odwzorowania
funkcji sinus zależałaby od temperatury.
Aby uniezależnić się od temperatury, tak
zaprojektowano układ, by amplituda prze−
biegu wejściowego kompensowała te
zmiany – właśnie dlatego w układzie ge−
neratora, zamiast dwóch diod Zenera, za−
stosowano diody D5...D14.
W sumie o dokładności aproksymacji,
czyli w sumie o zawartości zniekształceń
nieliniowych w przebiegu sinusoidalnym,
decydują wartości rezystorów R7...R10.
Generalnym założeniem przy projekto−
waniu przyrządów warsztatowych niniej−
szej serii jest unikanie wszelkich regulacji
oraz konieczności używania specjalizo−
wanych przyrządów. Właśnie dlatego nie
przewidziano potencjometrów do opty−
malizacji kształtu przebiegu sinusoidalne−
go. Przeciętny użytkownik zmontuje
i uruchomi układ z elementami podanymi
na schemacie. Przy zastosowaniu war−
tości elementów podanych na schema−
cie i w wykazie, uzyskuje się bez jakiej−
kolwiek regulacji zawartość zniekształceń
poniżej 2%, co jest zupełnie przyzwoitym
wynikiem.
Natomiast jeśli ktoś ma dostęp do
miernika zniekształceń nieliniowych
i chciałby optymalizować kształt przebie−
gu sinusoidalnego, może to zrobić w bar−
dzo prosty sposób, uzyskując przebieg
o zawartości zniekształceń 0,4...0,5%, co
jest wynikiem znakomitym. Zawartości
zniekształceń poniżej 0,4% w tym ukła−
dzie uzyskać się nie da, z uwagi na nie−
wielką liczbę diod oraz na znaczną rezys−
tancję szeregową tych diod.
Optymalizacja polegać będzie na do−
kładnym dobraniu wartości rezystora R7.
W modelu optymalną (zniekształcenia
Rys. 6. Dodawanie składowej stałej do przebiegu wyjściowego.
„sinusa” równe 0,45%) okazała się war−
tość 9,05k
szeregowo w linie wyjściowe przebiegu
trójkątnego i prostokątnego, czyli między
punkty G i H a przełączniki S3, S4.
Rezystancja wyjściowa generatora na
wszystkich zakresach tłumika jest zbliżo−
na do 600
. Zniekształcenia wzrosły do
1% przy rezystancji R7 równej odpowied−
nio 8,70k
. Jak z tego widać
wartość R7 jest krytyczna i nie należy tu
stosować jakichkolwiek rezystorów o to−
lerancji 20%. Drugim źródłem znaczą−
cych zniekształceń nieliniowych okazały
się napięcie niezrównoważenia wzmac−
niacza U4A oraz rozrzuty napięć przewo−
dzenia poszczególnych egzemplarzy diod
D14...D24 (omyłkowo zamontowano eg−
zemplarze diod od różnych producen−
tów). Dla skorygowania tych błędów
(zwiększających zniekształcenia do war−
tości 1,2%) dodano rezystor R15. War−
tość i punkt dołączenia tego rezystora (do
plusa lub minusa zasilania) należy ustalić
doświadczalnie na podstawie wskazań
miernika zniekształceń nieliniowych, przy
częstotliwości około 1kHz.
Jak wspomniano, bez rezystora R15
i z rezystorem R7 o wartości 9,09k
oraz 9,40k
. Jest to typowa wartość
oporności wyjściowej, spotykana w wie−
lu fabrycznych generatorach. Dzięki za−
stosowaniu rezystora ograniczającego
R14, generator może być obciążany do−
wolną opornością z zakresu od zera do
nieskończoności.
W praktyce bardzo przydatne, zwłasz−
cza przy przebiegach trójkątnych i pros−
tokątnych, okazuje się dodanie do prze−
biegu wyjściowego składowej stałej.
Przebieg na wyjściu może zostać “prze−
sunięty w górę lub w dół” – przykłady
pokazuje rysunek 6. Dzięki temu uzysku−
je się dodatnie lub ujemne impulsy albo
przebieg piłokształtny o określonej bie−
gunowości.
Umożliwia to obwód przesuwania
składowej stałej z potencjometrem P4.
Zbocza impulsów prostokątnych są
wystarczająco strome, by współpraco−
wać z układami LS TTL i CMOS. Współ−
praca ze standardowymi układami TTL
również jest możliwa, ale należy
uwzględnić spadek napięcia na rezystan−
cji wyjściowej generatora (około 600
,
zniekształcenia będą mniejsze niż 2%, co
w praktyce jest zupełnie wystarczające.
Obwody wyjściowe
Przebiegi: prostokątny, trójkątny i sinu−
soidalny podawane są na przełącznik
(właściwie dwa przełaczniki) wyboru
kształtu przebiegu, a dalej na bufor w po−
staci wzmacniacza operacyjnego U4B
i wreszcie na przełączany tłumik wyjścio−
wy. Potencjometr P3 pozwala płynnie re−
gulować amplitudę przebiegu wyjściowe−
go. Potencjometr P4 służy do regulacji
składowej stałej przebiegu.
Zastosowane tłumiki pozwalają
zmniejszyć amplitudę sygnału wyjścio−
wego 10, 100 lub 1000 razy, co jest bar−
dzo przydatne przy badaniu czułych
wzmacniaczy audio.
Jak wspomniano wcześniej, amplitu−
dy przebiegów trójkątnego i prostokątne−
go są jednakowe. Przebieg sinusoidalny
ma amplitudę o około 30% mniejszą.
W praktyce nie stanowi to żadnego prob−
lemu. Kto chciałby uzyskać jednakowe
amplitudy wszystkich przebiegów, powi−
nien zastosować dwa rezystory włączone
)
pod wpływem prądu wejściowego takich
bramek – w praktyce należy po prostu
odpowiednio ustawić potencjometr P4.
Dla bezproblemowej współpracy
z ewentualnym miernikiem częstotliwoś−
ci, przewidziano dodatkowe gniazdo wy−
jściowe na płycie tylnej; na gnieździe tym
wystepuje przebieg prostokątny.
Choć generator przewidziany został
głównie do sprawdzania wszelkiego rodza−
ju układów analogowych, jednak zastoso−
wane dość szybkie wzmacniacze operacyj−
ne gwarantują czas narastania przebiegu
prostokątnego poniżej 1µs, a więc genera−
tor jest jak najbardziej przydatny do testo−
wania i uruchomiania układów cyfrowych.
Piiotr Góreckii
Zbiigniiew Orłłowskii
Cd. w EdW 6/97
E
LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/97
11
Plik z chomika:
andrelis
Inne pliki z tego folderu:
EdW 01 1997.pdf
(12975 KB)
EdW 02 1997.pdf
(13218 KB)
EdW 03 1997.pdf
(14876 KB)
EdW 04 1997.pdf
(9031 KB)
EdW 05 1997.pdf
(9586 KB)
Inne foldery tego chomika:
1996
1998
1999
2000
2001
Zgłoś jeśli
naruszono regulamin